为了降低动态功耗，电子器件的工作电压在近年来不断降低，从5V下降到3.3V甚至更低（如2.5V和1.8V）。然而，由于多种限制因素的存在，仍有许多芯片需要使用5V电源电压。因此，在许多设计中，5V逻辑系统与3.3V逻辑系统共存。随着更低电压标准的引入，不同
电源电压和逻辑电平之间的接口问题将长期存在，因此在器件接口时需要进行电平转换。接下来，我们将介绍几种用于5V与3.3V转换的
电路。
一、最简单的5V转3.3V电路
通过使用LDO稳压器，可以从5V电源向3.3V系统提供稳定的电力。标准的三端线性稳压器的压差通常在2.0-3.0V之间。然而，要可靠地将5V转换为3.3V，不能使用这些稳压器。相反，应选择具有较低压降（Low Dropout，LDO）的稳压器，其压降仅为几百毫伏。图1-1展示了基本LDO系统的框图，并标注了相应的电流。从图中可以看出，LDO由以下四个主要部分组成：
导通晶体管
带隙参考源
运算放大器
反馈电阻分压器
在选择LDO时，重要的是要了解如何区分不同的LDO类型。静态电流、封装大小和型号都是重要的器件参数。根据具体应用来确定这些参数，将有助于获得最佳的设计方案。
二、低成本供电系统采用齐纳二极管
为了实现低成本稳压器方案，可以采用齐纳二极管和电阻的简单电路来实现3.3V稳压器，如图2-1所示。在许多应用中，这种电路可以替代LDO稳压器并具有成本效益。然而，与LDO稳压器相比，这种稳压器对负载更为敏感。另外，它的能效较低，因为R1和D1始终存在功耗。R1限制流入D1和PICmicro MCU的电流，以使VDD保持在允许范围内。由于通过齐纳二极管的电流变化时，二极管的反向电压也会发生改变，因此需要仔细考虑R1的值。
选择R1的依据是：在最大负载时（通常是PICmicro MCU运行且驱动其输出为高电平时），R1上的电压降要足够低，以确保PICmicro MCU具有维持工作所需的电压。同时，在最小负载时（通常是PICmicro MCU复位时），VDD不超过齐纳二极管的额定功率，也不超过PICmicro MCU的最大VDD。
三、低成本供电系统采用三个整流二极管
图3-1详细说明了采用三个整流二极管的更低成本稳压器方案。
我们还可以将几个常规开关二极管串联起来，利用它们的正向压降来降低进入PICmicro MCU的电压。这种设计甚至比齐纳二极管稳压器的成本更低。这种设计的电流消耗通常比使用齐纳二极管的电路低。
所需的二极管数量取决于所选用的二极管的正向电压。二极管D1-D3的电压降取决于通过这些二极管的电流。连接R1是为了避免在最小负载时（通常是PICmicro MCU处于复位或休眠状态时），超过PICmicro MCU VDD引脚的最大VDD值。根据连接到VDD的其他电路，可以增加R1的阻值，甚至可能完全不需要R1。选择二极管D1-D3的依据是：在最大负载时（通常是PICmicro MCU运行且驱动其输出为高电平时），D1-D3上的电压降要足够低，以满足PICmicro MCU的最低VDD要求。
四、使用开关稳压器，从5V电源向3.3V系统供电
降压开关稳压器是一种基于电感的转换器，用于将输入电压源降低为较低幅值的输出电压。如图4-1所示。通过控制MOSFET Q1的导通时间（ON）来实现输出稳压。由于MOSFET只能处于低阻态或高阻态（分别为ON和OFF），因此可以高效地将高输入源电压转换为较低的输出电压。
通过平衡电感的电压-时间，在Q1的两种状态之间建立输入和输出电压之间的关系。
对于MOSFET Q1，有以下公式：
在选择电感值时，将电感的最大峰-峰纹波电流设为最大负载电流的百分之十，是一个很好的初始选择。
在选择输出电容值时，一个良好的起始值是：使LC滤波器特性阻抗等于负载电阻。这样，在满负荷工作期间，如果突然卸载负载，电压过冲将保持在可接受范围内。
在选择二极管D1时，应选择额定电流足够大的元件，以承受脉冲周期（IL）放电期间的电感电流。
数字连接
在连接工作电压不同的两个器件时，必须了解它们各自的输出和输入阈值。根据应用的其他需求，可以选择器件的连接方式。表4-1是本文档使用的输出和输入阈值。在设计连接时，请务必参考制造商的数据手册以获取实际的阈值电平。
七、3.3V→5V使用二极管补偿
表7-1列出了5V CMOS的输入电压阈值、3.3VLVTTL和LVCMOS的输出驱动电压。
从上表可以看出，相比于3.3V输出的阈值，5V CMOS输入的高、低输入电压阈值高约一伏。因此，即使来自3.3V系统的输出能够被补偿，留给噪声或元件容差的余地也很小或没有。我们需要的是能够补偿输出并增加高低输出电压差的电路。
在确定输出电压规范后，已经假设高输出驱动的是输出与地之间的负载，而低输出驱动的是3.3V和输出之间的负载。如果高电压阈值的负载实际上是在输出和3.3V之间的话，那么输出电压实际上要高得多，因为拉高输出的机制是负载电阻，而不是输出三极管。
通过设计一个二极管补偿电路（见图7-1），二极管D1的正向电压（典型值为0.7V）将使输出低电压上升，从而获得5V CMOS输入所需的1.1V至1.2V的低电平。这个电压安全地位于5V CMOS输入的低电压阈值之下。输出高电压由上拉电阻和连接到3.3V电源的二极管D2确定。这使得输出高电压约比3.3V电源高0.7V，即4.0至4.1V，安全地高于5V CMOS输入阈值（3.5V）。
注：为了确保电路正常工作，上拉电阻必须远小于5V CMOS输入的输入电阻，以避免因输入端电阻分压效应而导致输出电压下降。上拉电阻还必须足够大，以确保加载在3.3V输出上的电流符合器件规范。
八、3.3V→5V使用电压比较器
比较器的基本工作原理如下：
当反相（-）输入电压大于同相（+）输入电压时，比较器输出切换至Vss。
当同相（+）输入电压大于反相（-）输入电压时，比较器输出为高电平。
为了保持3.3V输出的极性，3.3V输出必须连接到比较器的同相输入端。比较器的反相输入连接到由R1和R2确定的参考电压处，如图8-1所示。
计算R1和R2
R1和R2之比取决于输入信号的逻辑电平。对于3.3V输出，反相电压应置于VOL与VOH之间的中点电压。对于LVCMOS输出而言，中点电压为：
如果R1和R2的逻辑电平关系如下，
若R2取值为1K，则R1为1.8K。
经过适当连接后的运算放大器可以用作比较器，将3.3V输入信号转换为5V输出信号。这利用了比较器的特性，即根据"反相"输入与"同相"输入之间的电压差幅值，比较器将输出强制为高（VDD）或低（Vss）电平。
九、5V→3.3V直接连接
通常情况下，5V输出的高电平（VOH）为4.7伏，低电平（VOL）为0.4伏；而通常3.3V LVCMOS输入的高电平（VIH）为0.7倍VDD，低电平（VIL）为0.2倍VDD。
当5V输出为低电平时，没有问题，因为0.4伏的输出小于0.8伏的输入阈值。而当5V输出为高电平时，4.7伏的VOH大于2.1伏的VIH，所以我们可以直接将两个引脚连接在一起，不会发生冲突，前提是3.3V CMOS输出能够耐受5伏的电压。
如果3.3V CMOS输入无法耐受5伏的电压，则会出现问题，因为超出了输入的最大电压规范。有关可能的解决方案，请参考技巧10-13。
十、5V→3.3V使用二极管钳位
许多制造商使用二极管钳位来保护器件的I/O引脚，以防止引脚上的电压超过最大允许电压规范。二极管钳位确保引脚上的电压不会低于Vss下降一个二极管压降，也不会高于VDD上升一个二极管压降。要使用二极管钳位来保护输入，仍然需要注意通过二极管钳位的电流。通过二极管钳位的电流应该始终很小（在微安数量级）。如果通过二极管钳位的电流过大，就会有器件闭锁的风险。由于5V输出的源电阻通常在10Ω左右，因此需要串联一个电阻来限制通过二极管钳位的电流，如图10-1所示。使用串联电阻的结果是降低了输入开关的速度，因为引脚（CL）上形成了RC时间常数。
如果没有二极管钳位，可以在电路中添加一个外部二极管来实现，如图10-2所示。
关键词：罗姆电源管理
