原边反馈技术详解

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原边反馈(PSR)简介

● 在小功率消费电子应用中,反激式电源是主流,因为反激式电源非常适合于小功率段,并且自然提供隔离效果。

● 隔离后,如果要检测输出,需要使用隔离元件,如光耦,这增加了电源的成本,而光耦本身的使用寿命将成为电源的瓶颈。在此基础上,开发出了原边反馈技术。

-原边反馈不从输出直接采样,而是从初级线圈采样,通过初级线圈的情况来计算次级线圈的情况,进一步推算输出的情况。
-部分信息难以从初级线圈直接得到,因此通常还使用一个辅助线圈,辅助线圈和初级线圈共地,和次级隔离。
辅助线圈的用途
●增加辅助线圈会增加成本和复杂度,因此,最好能让辅助线圈完成更多的工作,一般辅助线圈都同时做2件事情:
-反映初级线圈和次级线圈的情况,辅助线圈通过电阻分压,将原边和副边的电压情况反映在VSES点,此时辅助线圈和原边/副边构成变压器。
和初级线圈形成一个反激结构,给IC供电,由于反激结构本身无法恒压,因此要加一个限压的二极管。

原边反馈


不使用辅助线圈是否可行
●如果不要求辅助线圈供电,那么是否可以用其他检测方法,比如在初级线圈上检测来做原边反馈?
●理论上是可行的,思路如下:
-在初级线圈上并联一个高阻支路,对初级线圈进行采样,同时提供TOFF期间初级线圈的回路。
-考虑到检测电压必须为正,因此有两种基本形式,如下图:

原边反馈


检查输出信息的方法
●原边反馈不能得到所有的输出信息,但可以得到较多的输出信息。
-不能得到输出电流信息,但可以得到初级的电流信息。
-不能直接得到输出电压信息,可以通过辅助绕组来得到输出电压信息。

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可检测性
●电感两端电压太高,检测IL和VD很困难,通过ISES和VSES检测;
●考虑到隔离要求,次级电流和输出电压不能直接检测,只能通过其他值计算出来。

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PSR输出电压计算
●MOS管关断后,变压器中储存的能量都由次级和辅助线圈释放出来,次级线圈和辅助线圈形成变压器,此时VSES上的电压为:

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●VD和次级线圈的电流有关,电流越小,VD越小,电流为0时,VD为0。
●因此,在去磁点时刻,VO电压为:

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膝电压的定义
●当流过次级二极管的电流为0后,变压器退磁,此时VD比VIN高一个反射电压,初级电感和寄生电容形成的LC电路开始震荡,初级电感上的电压将从VD-VIN开始,以正弦方式往下降。
●这样,在VSES上看到的电压将呈现出一个膝盖状,因此,将退磁点电压称为膝电压。
因为正弦起始点处的斜率为-1,膝电压就是电压斜率从负载消耗导致的斜率变化到-1的时刻的电压。

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PSR输出电流计算
●MOS管关断后,变压器中储存的能量都由次级和辅助线圈释放出来,此时次级的平均电流为:

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●ISND_PK无法直接测到,只能由ISES_PK近似换算得到:

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●TOFF的测量也依赖于膝电压的时刻,但是需要的不是电压值,而是膝点的时刻。
电流和电压检测的共同点
●共同之处就是都需要检测到膝点。
●对于电流来说,检测到膝点,然后根据膝点和开关管断开的时刻计算出TOFF,加上ISES的电流,就能算出平均输出电流。
●对于电压来说,需要检测到膝点的电压,具体的方法就是检测到膝点,然后看当前时刻VSES上的电压,从而根据匝比得出当前时刻的输出电压。
膝点检测算法
●有2种检测方法,一种是从前往后检测,另一种就是从后往前检测。
-从前往后检测,是通过延迟,或者是斜率转变的方法来找到膝点的时刻。
-从后往前检测,是利用膝点后谐振频率固定的特点,从过零点反推膝点的位置。

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各方法对比
●延迟法,从TOFF开始,延迟一段时间,检测VSES。
-这个方法可想而知是非常不精确的,因为TOFF的时间变化很大。
●检测斜率法,检测VSES的斜率,通过波形分析算法找出膝点。
-这个方法只有在TOFF区间的斜率和TDEAD区间的斜率存在明显差别时才管用,而且由于在TDEAD区间,振荡是呈正弦曲线,膝点处不存在斜率转折,必须依靠某种算法来推算出膝点。
●谐振反推法,膝点后,初级电感的谐振会传到辅助线圈,检测辅助线圈的过零点可以得知谐振频率,用过零点的时刻减掉1/4周期,就是膝点。
-这个方法用于测时间恒流还是比较简单的,用于恒压时必须将电压的检测转变为时间的检测。
谐振反推法实现恒压
●谐振后,检测次级线圈的过零点就能得知谐振周期,因此,当输出电压恰好等于参考电压时,VSES和VREF的交点到过零点的时间TFB也应该恰好等于1/4谐振周期TR。如果TFB比TR/4大,说明输出电压较低,以至于VSES和VREF的交点提前了,反之,如果TFB比TR/4小,说明输出电压较高,以至于VSES和VREF的交点推迟了。
-VZC表示过零点阈值,并不是0V,通常为一个非常小的电压,比如0.125V之类的。

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斜率法和谐振反推法的对比
●注意到斜率法和谐振反推法是优缺点互补的:
-如果TOFF和TDEAD期间的斜率差别越大,越适合用斜率法,如果TOFF和TDEAD期间的斜率差别越小,越适合用谐振反推法。
-实际上,TOFF期间的斜率通常很小,以至于噪声对VSES和VREF交叉点的检测有很大的影响,如果采用谐振反推法,必须有某种消除噪声的方法。
●使用谐振反推法还要注意一点是,由于膝点前后斜率差别较大,TFB偏大和偏小时,误差时间TERR=TR/4–TFB在大于0和小于0的时候具有完全不同的环路增益。
-斜率越低,输出电压变化导致的时间变化差距越大,环路增益越高,也就是说,当输出电压小于基准电压时,环路增益高,当输出电压大于基准电压时,环路增益低。
将PSR技术用于非隔离拓扑
●通常来说,非隔离拓扑可以直接检测输出VO,没必要使用复杂的PSR技术先检测VSND,然后计算VO,但有一种情况例外:就是需要一个IC同时支持隔离和非隔离的时候。
-从市场的角度来说,隔离和非隔离都是需要的,如果用相同的技术来解决,无疑可以节省大量研发成本。

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PSR固有的问题
●检测的非实时性:每个切换周期,只有一次正确检测输出电压的机会,不能像其他非隔离型拓扑一样可以随时随地的检测输出,而且这个输出电压的检测还依赖于变压器的退磁,变压器的退磁点未到来之前,输出端发生的任何变化都无法被检测。
●线缆压降:能得到电压只是电容两端的电压,而不是负载两端的电压,当次级存在明显的寄生电阻时,检测到的电压会明显偏低。
-去磁点时,流过二极管的电流为0,电容两端的电压等于副边的电压,但是流过寄生电阻的电流不为0,负载上的电压要小于检测到的电压。
负载突变的问题
●检测的非实时性主要体现在负载突变时,比如热插拔。
-在充电器领域,热插拔是必须支持的,在LED领域,热插拔也是有必要支持的,很多规范都要求热插拔。
-热插拔包括空载->满载,和满载->空载两种极端情况。
-真实情况下,并不是每次都是满载,但如果能支持满载-空载切换,必然可以支持其他切换。
●空->满的切换会导致输出跌落,满->空的切换会导致输出过冲,要避免这两种情况,必须使用非线性控制,IC检测到热插拔后,立即调整控制策略。

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热拔
●如果在TOFF区间,也就是次级输出时热拔,相当于次级的负载阻抗突然升高,此时会有个小的电压突变,随后所有的能量会在电容上聚集,输出电压将升高。
●如果在非TOFF区间热拔,除了看不到小的电压突变,导致的最终结果和前面是没有区别的。

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假负载
●如果不能保证每次都能检测到且能处理好热拔,就必须在输出上加上假负载或稳压管,让其能承担泄放工作。
-假负载一般使用电阻,电阻值要小心选取,过大了泄放效果不好,过小又制造大功耗。

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热插和短路判断
●热插时,负载突然变小,输出电压会跌落,电源需要输出更多的能量到次级,但是要区分热插和短路。
●不光要区分热插和短路,在任何时候都需要判断是否短路。
-短路时,TOFF时间会变得很短,可以通过检查TOFF开始到VSES过零点的时间来判断,或者通过TOFF区间的斜率来判断。
-如果输出不在TOFF期间发生短路,就得等到下一个TOFF才能检测到,在短路后,输出电容会有很大的电流,这个大电流如果持续时间过长,导致电容温升,会对电容的寿命会有一定的影响,所以能尽早的检测TOFF是很重要的。
-假设需要一两个周期才能检测到短路,是否会对电容寿命产生不利影响,这个目前不清楚。
区分热插,短路,开机
●这3者都表现为输出要吸收大量能量,但三者的处理方法却不能相同。
-热插需要稳压,减少跌落的幅度和持续时间,短路需要识别到,并采取保护措施,而开机则需要控制输出平稳的增加。
●这三者主要的区别有:
-初始状态的不同,热插的初始状态为空载,短路的初始状态为任意,开机的初始状态为初始态。
-对输出的影响不同,由于开机的初始态输出为0,开机后输出表现为增加,另外两者都表现为减少,所以热插和短路的区分更困难一些。
热插拔抖动

● 在人为插拔的过程中,端子实际上是在抖动,会有快速的碰撞,即插拔过程中会有大量的切换。

● 如果未正确处理IC检测控制,则可能出现问题。
-问题的原因是空载时切换频率已降到非常低,而满载时通常要求开关频率非常高,芯片无法在这两种情况下快速切换。

-低频意味着不可能快速的做某些事情。

 

 

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原边反馈技术详解

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