利用零温度系数导通电压对导线键合IGBT功率模块检测（上）

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     监控IGBT功率模块的运行状况是一种预测性维护技术。采用导线键合工艺模块的主要失效机理与导通电压的增长有关。而该电压与芯片的温度息息相关。在实际运行中，温度变化和（或）未知时，其劣化程度难以提取。本文研究了在零温度系数（ZTC）电流值下监测IGBT的解决方案。

     本文提出并测试了一种在线测量在ZTC电流值条件下的导通电压的电路和方法，并给出了额定值为150A/1200V的IGBT功率模块在流过正弦电流时，监测与引线键合劣化相关的电阻率增加的实验可行性。

——摘 要


1. 引 言

在诸如海上风电或机车牵引等应用中，电力电子器件的寿命成本主要由运行成本推动。而要降低这方面的成本，则可采用有效的故障预测和健康管理的解决方案来实现，诸如预估健康状况和剩余寿命（RUL）的技术[1]。

早期故障有可能是产品质量或变流器设计问题、运输或安装等原因造成。鲜有提及早期故障在某些应用中主导因素的研究。疲劳失效主要与封装对热机械应力的可靠性有关，在设计阶段就被考虑到了，并且科学界一直有在关注。

对于传统功率模块，铝线一般用于芯片上方IGBT与反并联二极管的连接。而这种方式通常被认为是最常见的导致疲劳失效的机制之所在。当它们劣化和失效，则导致电阻R产生一个ΔR的增长，通过在大电流下监测导通电压Von可诊断到这一现象[1]。文献[3-7]中提出了用于在线监测Von的电路。Von在IGBT器件进行开关动作期间进行检测，进而用来预估已知电流下的键合线温度，预估已知键合线温度下的电流，以及预估已知键合线温度和电流下的劣化程度。实际上，Von是一个与电流Ion、温度Tj和电阻增量ΔR等变量相关的函数。因此，想要预估ΔR，必须提前知道（校准）这些变量之间的关系，且需测量其它3个变量的值。

IGBT器件在导通期间可被视作一个PIN二极管和一个MOSFET相串联的器件。由于温度影响本征载流子浓度ni和双极扩散系数Da，所以二极管一般具有负温度系数（NTC）的特性。而对于MOSFET来说，温度影响着阈值电压Vth和迁移率μ，所以具有正温度系数（PTC）的典型特性。因此，IGBT在低电流时呈现NTC特征，而在大电流时呈现PTC特征。这两个区域被一个明显的零温度系数（ZTC）点将二者分离开。

图 1 IGBT典型的静态特性（CM150TX-24S1）

由于集电极-发射极通态电压Von在ZTC点对温度是不敏感的，因此可以根据简化公式（2）在特定的电流下监测Von。这样就可以排除由测量温度带来的成本、误差以及很多不确定的因素。

文献[9]中，采用ZTC点监测的方法对一只40A的IGBT分立器件进行监测。通过离线测试确定了其ZTC电流值。器件在被放置于直流测试台老化过程中，因键合失效而在5.8A的ZTC电流下测量到一个200mV的跳变。本文旨在评估一种完全在线监测的实现方法。

在没有预估Tj的情况下对一只采用导线键合的150A的IGBT模块进行监测。此方法通过实验进行了实施和验证。通过实验验证了测量小于20mV跳变的Von的可行性，并将ZTC点的监测结果与大电流情况下的监测结果进行对比。

在本文中，将依次介绍测试平台、被测器件和Von测量电路；然后提出一种在线确定ZTC电流值的方法；接下来给出与模块键合线劣化相关联的Von在ZTC电流下的渐变过程，并与大电流下的渐变过程进行比较。


2.测试设备及方法


2.1. 测试平台

搭建了一个用于实验验证（如图2）的测试平台：将两个半桥背靠背配置，用一个调制频率Fmod为1Hz的正弦电流波控制器来控制其动作。将开关频率Fsw设定为20kHz以模拟最坏情况。除了占空比接近于α≈0.5之外，采用类似于文献[10]所述的运行条件，因为偏离此值较小可产生短的对角线导通，以通过一个相对较小的电感来产生正弦电流。

图2  仪器化高频实验台图片

2.2. 被测器件

选择两只采用导线键合的150A/1200VIGBT模块(CM150TX-24S1)用于测试，每个模块只选用一只桥臂。图3、4显示了模块内部的布局。

图3  去除凝胶的CM150TX-24S1一个桥臂图片

图4 导线键合模式示意

因为上臂二极管上方与上臂IGBT上方是连接在一起的，所以监测上臂IGBT同时也监测了上臂二极管。这种布局方式在这种电流等级的功率模块里很常见（例如CM100RX-24S1也采用同样的布局）。对于本文中的被测器件，下臂二极管则不是这种情况，因此不采用在ZTC点监测的技术。


2.3. Von测量电路

将所有的4只IGBT（以及反并联二极管）配置Von测量电路。通用的电路结构如图5所示。一个分压电路和低容值的二极管（BAP65）用作电压钳位，两只低噪声运放用作阻抗匹配并提供足够的增益，一个18位、5MSPS的SARA/D转换器用作高分辨率、低噪声以及高速的信号传递，最后数字LVDS信号通过一只5kV数字隔离器（ADUM4650）传输给处理器。

图5 Von测量电路的通用结构


2.4. 采集协议

图6、7是采集高边IGBT T1和二极管D3的Von的方法图解，这里采用了一个20次采样（5μs，等效4MSPS）的过采样方式来连续监测Von。考虑到典型的开关频率和调制深度，采用较大的过采样时间是不现实的。当IGBT导通时，ADC采集到的钳位电压（图7中的Vcl1和Vcl3）以时间常数减小，该时间常数取决于信号调节电路的带宽。从钳位的电压值（4V）到Von值（小于2.5V）的转换是通过将ADC的过采样数字化值与3V阈值进行比较来完成的。如果Vcl1和Vcl3都低于阈值，则处理器等待一个比电压稳定时间大的等待时间Twait（12μs）加上过采样时间Tos（5μs）后进行数据报讯。每10个开关周期刷新一次数据，以减少以低调制频率下从ADC传送到处理器的数据量。这样同样能够有足够数量的数据点在10个保存样本的窗口期（5ms）内进行额外的后期移动平均处理。该滤波窗口足够小，以防止波形畸变和错误发生。

图6 变换器的简图

图7 采集Von的示意图

3. ZTC点校准

IGBT芯片的ZTC电流的典型值可从数据表中提取到。而对于本文中的DUT，在VG = 15V时的值约为40A。但是，该值忽略了封装的影响（连接线电阻率的温度依存性），所以它可能因器件而异[11]，也可能取决于栅极电压VG。因此，对于某些应用来说，ZTC点的自动校准可能是有用的。

在正常运行时，负载电流在两个极值-Ipk和+ Ipk之间的每个调制周期扫描两次，如图8、9所示；而在半调制期间每个IGBT中的电流在0和+ Ipk之间扫描两次。图10给出了冷却剂温度Ths分别为20℃和60℃时两个相应的Ion（Von）的曲线。因此，拐点就是在不同冷却剂温度下的曲线之相交点。但在实际中，在模块的早期运行中，并不能保证冷却剂不会有更大范围温度的变化。

图8 一个调制周期内的电压V1(器件T1)和负载电流IL

图9 由图8数据而来的电压/电流曲线

图10 两种冷却温度下的Ion vs.Von

（Vg=15V, Fmod=1Hz, Imax=100A）

而另一种方法则是利用半调制方式导通期间IGBT温度的自然变化（损耗导致）。这种方法依赖于结构热响应，而且在1Hz的低频率下非常明显[3]。图11是Ths为20°C时采集数据的放大。在25A和45A之间向上变化和向下变化曲线的数据点是线性拟合的。两条拟合线的交点即为ZTC点。本例中，拐点估算为36.7A。在8个调制周期上重复该估算，得到一个平均值为35.4A，标准偏差为1.7A。这种自动校准是在同时在同一模块的其它IGBT芯片上和相同规格模块中进行验证，观察到了超过5A的分布区间，因此有必要进行自动校准。

图11 半调制周期下Ionvs. Von的局部放大  

（Vg=15V,Fmod=1Hz, Imax=100A， Ths=20℃）

通过增加一个栅极驱动器的电源来测试更高栅极电压（Vg = 20V）的影响，结果仅使ZTC电流稍微增加了5A。

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