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相移全桥电路广泛用于电源，如服务器电源，板载充电器和许多其他电力电子应用。 特别是，相移全桥电路（PSFB）通过降低开关损耗来扩大其电源容量，因为该电路拓扑允许采用零电压开关（ZVS）技术来切换诸如SJMOS和IGBT的器件。 本应用笔记介绍了配备SJMOS的PSFB如何工作，并阐明了为什么PSFB中的SJMOS必须具有其体二极管（BD）的高速恢复能力。 此外，本文还提供了ROHM和竞争对手的PSFB功率转换效率的测量结果，最后证明了我们的R60xxJNx系列实现了PSFB的最佳功率转换效率。
PSFB的基本电路配置 图1显示了PSFB的基本原理图。作为谐振电感器的变压器的漏电感使能ZVS，而额外的电感器通常串联连接到变压器以扩展ZVS工作区域。本应用笔记中的PSFB始终包含这种附加电感LS。
图1 PSFB基本原理图
图2显示了开关Q1至Q4的ON/OFF时序图。图标底部的数字代表电路的具体操作模式。如该图所示，Q3和Q4的ON/OFF时序始终在具有特定相位延迟的Q1和Q2的ON/OFF时序之后。
图2 Q1到Q4的切换时间图
PSFB的基本操作 PSFB中的ZVS是通过开启MOSFET，其正向电流流过其体二极管（BD），从而使其MOSFET（Coss）的输出电容完全放电。图3包括Q1至Q4的漏极电流（ID）波形以及在正常工作条件下流经初级侧变压器（IL）的电流。这里将漏源方向定义为ID的正方向，并且可以很容易地找到在每个Q1至Q4中负ID流过的周期，其中BD是正向偏置的。
图3 Q1至Q4的ID（ID_Q1，ID_Q2，ID_Q3，ID_Q4）和IL
如图3所示，尽管操作模式相同，但是领先和滞后支路的电流波形并不相同。可以通过掌握图2和图3中定义的模式（1）-（14）中的电流流动来了解波形不同的原因。为了更好地理解图3中的波形，下面的图4至7逐步解释每种模式的电流路径。
模式（1） ·Q1和Q4处于导通状态，而Q2和Q3处于截止状态。 ·Q2和Q3的关断状态意味着Q2（COSS_Q2）和Q3（COSS_Q3）的输出电容被完全充电。 ·将Vi应用于变压器的初级侧。 ·能量通过流过它的电流储存在LS中。
图4 模式（1）的电流路径
模式（2） ·Q1关闭。 ·Q1（COSS_Q1）的输出电容正在充电。因此，Q2的漏极侧电压下降，从而触发COSS_Q2的放电。
 
图5 模式（2）的电流路径
模式（3） ·如果LS在完成对COSS_Q1的充电和对COSS_Q2的放电之后仍然保持能量，则Q2(DQ2)的BD是正向偏压的，开始进入续流阶段。 ·在续流期间，能量不传递到次级侧。然而，由于LO的存在，次级侧的电流继续流动。因此，正向电流流过D1和D2。
图6 模式（3）的电流路径
模式（4） ·Q2开启。此时，DQ2处于导通状态，这意味着Q2（VDS_Q2）的漏极源电压几乎为零。这样就实现了零电压开关，导致很少的开关损耗。
图7 模式（4）的电流路径
模式（5） ·Q4关闭。 ·Q4（COSS_Q4）的输出电容被充电。因此，Q3的源侧电压下降，触发COSS_Q3的放电。
 
图8 模式（5）的电流路径
模式（6） ·如果LS在完成对COSS_Q4的充电和对COSS_Q3的放电之后仍然保持能量，则Q3(DQ3)的BD是正向偏压的，开始进入续流阶段。
图9 模式（6）的电流路径
模式（7） ·Q3开启。此时，DQ3处于导通状态，这意味着Q3（VDS_Q3）的漏极源电压几乎为零。这样就实现了零电压开关，导致很少的开关损耗。 ·在模式(1)到(6)中，这个电压方向使电流与IL反向流动，因此电流方向迅速翻转。
图10 模式（7）的电流路径
模式（8） ·Q2和Q3处于导通状态，而Q1和Q4处于关闭状态。 ·Q1和Q4的关断状态意味着COSS_Q1和COSS_Q4被完全充电。 ·将Vi应用于变压器的初级侧。 ·能量通过电流流过LS而储存在LS中。
图11 模式（8）的电流路径
模式（9） ·Q2关闭。 ·COSS_Q2正在充电。这触发了COSS_Q1的放电。
图12 模式（9）的电流路径
模式（10） ·如果LS在完成对COSS_Q2的充电和对COSS_Q1的放电之后仍然保持能量，则Q1(DQ1)的BD是正向偏压的，开始进入续流阶段。 ·在续流期间，能量不传递到次级侧。然而，由于LO的存在，次级侧的电流继续流动。因此，正向电流流过D1和D2。
图13 模式（10）的电流路径
模式（11） ·Q1开启。此时，DQ1处于导通状态，这意味着Q1 (VDS_Q1)的漏极源电压几乎为零。这样就实现了零电压开关，导致很少的开关损耗。
图14 模式（11）的电流路径
模式（12） ·Q3关闭。 ·COSS_Q3被充电，而COSS_Q4则放电。
图15 模式（12）的电流路径
模式（13） ·如果LS在完成对COSS_Q3的充电和对COSS_Q4的放电之后仍然保持能量，则Q4(DQ4)的BD是正向偏压的，开始进入续流阶段。
图16 模式（13）的电流路径
模式（14） ·Q4开启。此时，DQ4处于导通状态，这意味着Q4 (VDS_Q4)的漏极源电压几乎为零。这样就实现了零电压开关，导致很少的开关损耗。 ·在模式(8)到(13)中，这个电压方向使电流与IL相反，因此电流方向迅速翻转。
图17 模式（14）的电流路径
如对模式(7)和(14)的详细解释所示，滞后桥路中的MOSFET的接通导致输入源和LS的串行连接，因此存储在LS中的能量迅速减少。这种工作模式不会发生在前桥路上，因此前桥路和后桥路的波形不同。如对模式(5)、(6)、(12)和(13)的解释，在滞后桥路中，如果存储在LS中的能量小于存储在COSS中的能量，则MOSFET不能完成充电和放电过程，并且不能实现ZVS。因此，如果以模式（5）为例，则建立ZVS的条件表示为等式（1）。
其中IL1为模式(4)完成时的IL，EOSS_Q3, EOSS_Q4为分别为Q3和Q4的COSS充电所需的能量。由式(1)可知，对于小的IL1，即轻荷载，ZVS无法实现，对于较重的荷载，ZVS更容易建立。
轻载情况下设备运行的注意事项 如上所述，在轻负荷运行中，小电流会导致LS的能量存储较低，因此滞后桥路中的MOSFET极有可能在没有完成充放电过程的情况下开关。这将增加MOSFET的接通损耗。
另一方面，前桥路中的MOSFET在充电和放电转变期间通过变压器将能量转移到次级侧。对于推导式(1)的类似考虑，如果我们以模式(2)为例，则将在前桥路中实现ZVS：
其中n是变压器的匝数比，IL2表示模式(1)的最后阶段的IL，EOSS_Q1和EOSS_Q2分别定义Q2的充电或放电COSS所需的能量。
在实际电路操作中，需要设置死区时间来避免高侧臂和低侧臂短路。另一方面，如上所述，由于在滞后桥路中MOSFET的放电不完整，VDS可能在轻负载条件下仍然保持非零。这意味着另一方面，一些死区时间设置会增加在轻负载操作时无法实现ZVS的可能性。因此，死区时间应慎重调整。
图18 在滞后桥路中MOSFET的VDS和ID的简化导通瞬态波形
重载情况下设备运行的注意事项 在逆变电路中，在BD(Qrr)中存储的电荷被在BD关断期间施加的高压反向偏压强制而快速地抽空。抽空这些电荷所需的时间是trr，这种情况下保持较小。另一方面，如图19所示，在PSFB中，在BD的恢复过程中，施加到BD的电压几乎为零，因此需要更长的时间来抽空存储的电荷，从而导致更大的trr。图20提供了这种现象的实验波形。它包括不同漏源电压的传统SJMOS反向恢复电流波形。
如图19中的红色虚线所示，VDS减少，因此trr增大，反向恢复电流发生转移。结果，大的trr意味着MOSFET在其关断期间有大量电荷，并且在这种情况下，电流容易流过MOSFET，从而增加了开启寄生双极晶体管的可能性。
图19 前桥路中MOSFET的VDS和ID的示意图
图20 作为VDS功能的BD恢复特性
图21 滞后桥路中MOSFET的VDS和ID示意图
功率转换效率 PrestoMOSTM由于其小的trr而成为PSFB有效的解决方案。然而，不仅需要快速二极管，而且还寻求高功率转换效率。图22显示了PSFB电源的效率。用于Q1至Q4的MOSFET是PrestoMOSTM和竞争对手的SJMOS，它们都具有约0.2Ω的导通电阻。测量条件为输入电压Vi=390V、输出电压Vout=12V、输出电流Iout=10A~50A、开关频率fsw=100kHz。
图22 作为Iout功能的功率转换效率
如上所示，R6020JNX，最新一代的PretoMOSTM，在所有用于测量的负载条件下提供最佳的功率转换效率。R60xxJNx系列在高速恢复SJMOS的开关能力方面处于领先地位，并且具有比R60xxFNx系列和其他提供商更高的栅极阈值电压VGS(th)。通常，高VGS(th)会增加导通损耗。然而，在PSFB中，轻负载时的死区调整和重负载时的零电压调整抑制了开关损耗，从而最大限度地减少了高VGS(th)的缺点。如果想设计一个带有SJMOS的PSFB，R60XXJNX系列非常适合转换器的要求。
总结 ·在重负载操作中，MOSFET的BD的大trr增加了MOSFET中寄生双极晶体管的非故意触发的风险。因此，必须采用配备有较小trr BD的MOSFET。 ·R60XXJNX系列是最新一代PrestoMOSTM，在高速恢复SJMOS中具有极为优异的特性。高VGS(th)有效地降低了引起短路电流的可能性，抑制了关断损耗。这些特性对于在导通期间使用ZVS的PSFB非常有用。
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发表于 2019-4-21 12:12:16
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